11. Синхронные выпрямители.
Недостатки:
— значительная амплитуда входных отпирающих импульсов (от 5 до 15 В);
— спад крутизны S при больших токах стока.
позволяют сделать следующие выводы:
— при снижении тока, протекающего через транзистор, пропорционально снижается напряжение сток-исток, т.е. при параллельном включении дополнительно повышается КПД;
— потери мощности на управление незначительны, т.к. ток в цепи затвора близок к нулю;
— на затвор необходимо подавать максимально возможный потенциал как прямом, так и в запирающем направлении.
В свою очередь по способу включения транзисторов СВ бывают:
— прямого включения
Чаще используют схемы инверсного включения. Схемы
при выпрямленном напряжении 10. 15 В (зависит от Uзи нас) можно упростить до вида
ПТ как переменный электрически управляемый резистор.
При относительно малых стоковых напряжениях (меньше Uси нас) открытые каналы ПТ ведут себя практически как линейные резисторы, проводимость которых зависит от напряжения затвора.
Проводимость транзистора с управляющим p-n переходом:
Gк=Gко(1-Uзи/Uзи отс)
При смене полярности стокового напряжения линейность сопротивления (или проводимости ) не нарушается, поэтом полевой транзистор может использоваться как переменный электрически управляемый линейный резистор для постоянного и переменного токов.
В качестве примера на рисунке показан управляемый аттенюатор схемы АРУЗ магнитофона:
В качестве активного элемента можно использовать транзистор типа КП103К(Л,М) или набор транзисторов типа КР504НТ3В.
Следует заметить, что на обратное напряжение стока накладываются дополнительные ограничения. Для ПТ с управляющим p-n переходом необходимо, что бы [Uси] = 29.
Применение отражателя тока в гетеродине повышает стабильность частоты примерно на порядок по сравнению с обычным генератором:
Простой генератор качающейся частоты (от 300Гц до 3.4кГц):
Простой индикатор скрытой проводки:
Вариант прибора со световой индикацией:
Пример усилителя с регулируемым коэффициентом передачи:
Коэффициент передачи можно изменять в пределах от 1 до 1000, при этом искажения малы вплоть до ограничения сигнала напряжением питания. Уменьшению искажений способствует линеаризирующая цепочка R2C1.
Другие способы компенсации нелинейности:
Частным случаем усилительного режима является ключевой режим, характеризующийся двумя крайними состояниями. Достоинством электронного ключа на ПТ является высокое быстродействие и практически полное отсутствие расхода мощности коммутируемого сигнала. Для примера, ослабление ключа, представленного на этом рисунке:
— более 80дБ на частоте 100МГц.
Пример упрощённого аналогового ключа:
Пример реализации генератора импульсов:
Период колебаний изменяется от 2 до 100 мс при изменении сопротивления резистора R1 от 1.7 до 100МОм.
Усовершенствованный генератор, коэффициент перестройки по частоте которого на порядок больше (Т=0.4. 240мс при изменении R1 от 0.03 до 34 МОм):
Каскодный аналог негатрона:
может эффективно использоваться в генераторных устройствах, датчиках, фильтрах, компенсаторах затухания сигнала, в линиях связи, в устройствах задержки и памяти. Вольтамперная характеристика такого негатрона:
Питание негатронов от одного или двух генераторов тока способствует улучшению стабильности характеристик и расширению их функциональных возможностей:
Вольтамперная характеристика негатрона с генератором тока:
При соответствующем выборе параметров элементов схемы
вольтамперная характеристика может проходить через ноль тока и напряжения:
Поэтому он может эффективно использоваться в компенсаторах затухания сигнала в линиях связи, для улучшения параметров широкополосных трансформаторов, в устройствах памяти.
Синхронный выпрямитель что это
Ну поскольку IRFP4668 у меня оказался крайним о нем и будет речь в начале этого ролика. Собственно планов так подробно копать не было, но вот один комент меня несколько озадачил.
Михаил Майоров
Возможно Вы не допоняли.
Smile TV
@Михаил Майоров ок, отписался!
Михаил Майоров
@Smile TV зачем Вы так? Я всю ночь плакал. 🙁
Чтобы было понятно о каком ролике идет речь предлагаю его посмотреть:
Я не буду утверждать, что я офигенно знаю полевики, тем не менее на память мне не пришло ни одного полевика, у которого напряжение затвора превышает напряжение питания. Именно по этой причине я решил кое что прояснить.
Первое: я не слежу за количеством подписчиков – записанных в библиотеку может быть много, а вот читающих может быть мало. Поэтому я слежу за количеством просмотров.
Но это организационный вопрос.
Второе – полевой транзистор довольно интересная штука и при правильном выборе может выполнять довольно интересные функции, в том числе на нем можно собрать синхронный выпрямитель.
Для понимания начну из далека.
Полевые транзисторы с изолированным затвором изготавливаются и используются уже довольно давно, правда переключать большие токи они научились сравнительно недавно.
Что же представляет из себя транзистор с изолированным затвором. Рассмотрим транзистор с N-каналом, поскольку IRFP4668 именно таким и является.
Если сильно утрировать, то транзистор данного типа это подложка, на которую укладывают полупроводник P типа. Затем в него интегрируют два фрагмента полупроводника N типа. Сверху покрывают изолятором, в котором предусмотрены отверстия для подключения выводов СТОКА и ИСТОКА, а посередине пришлепывают площадку для подключения затвора.
По сути получается трехслойный тортик, состоящий двух кусочков полупроводника с бешенным излишком электронов, которые всунуты в оболочку полупроводника с бешенным излишком дырок. Сверху этот пирог покрыт глазурью в виде изолятора – оксидной пленки. Вишенкой на этом торте служит площадка затвора.
Разумеется мгновенно образуется пара P-N переходов, т.е. это как бы пара диодов включенных встречно, следовательно при подключении источника тока к СТОКУ-ИСТОКУ любой полярностью ток не потечет – транзистор заперт.
Однако, если начать подавать напряжение на ЗАТВОР-ПОДЛОЖКА таким образом, чтобы на затворе был положительный потенциал, а на подложке отрицательный возникает эффект ОДНОПОЛЯРНЫЕ ЗАРЯДЫ ОТТАЛКИВАЮТСЯ, т.е. поданный на затвор ПЛЮС отталкивает внутрь дырки P полупроводника и притягивает электроны из полупроводника N типа. Получается, что электрическое поле создает условия, при которых ток из СТОКА начинает протекать на вывод ИСТОКА.
Для начала этого процесса необходимо некоторая величина напряжения между затвором и подложкой. В даташниках эта величина именуется Vgs(th)(Gate to Source Threshold Voltage) – пороговое напряжение затвор-исток при котором начинает открываться переход сток-исток. Для IRFP4668 это от 3 до 5 вольт.
Если транзистор начал открываться, то было бы полезно знать какое напряжение для него нужно, ведь от этого напрямую зависит какой ток может через себя образовавшийся кусочек проводящей зоны. Вот тут есть особенность, которая делает полевики не совсем удобными для линейных схем – они открываются не совсем линейно. Зависимость возможности протекания тока от напряжения на затворе в даташите приводится в виде графика. Для транзистора IRFP466 картинка выглядит так:
Другими словами, при подаче на затвор напряжения выше 30 вольт произойдет банальный пробой изоляционного слоя и затвор соединится, ну или отгорит от полупроводника P типа:
Однако в даташнике упоминается, что максимальное значение подаваемого на затвор напряжения составляет ±30, т.е. напряжение можно подавать и наоборот – плюс подавать на подложку, а минус на затвор. Подавать то можно, только это ни к чем не приведет – в полупроводнике P типа и без этого плюса переизбыток дырок, так что транзистор как был закрытым, так и останется:
Сильно вникать для чего это делается я не стану, но фактически получается вот такая вот картинка:
Работает все это точно так же, как и в предыдущем случает – при подаче на затвор положительного напряжение возникает электрическое поле между затвором и подложкой, которое образует зону проводимости и через СТОК-ИСТОК начинает протекать ток.
Однако соединение ПОДЛОЖКИ с ИСТОКОМ внесло некоторый сумбур в работу транзистора при использовании обратной полярности – когда силовой плюс подключается к ИСТОКУ, а силовой минус к СТОКУ. Соединенная с ИСТОКОМ ПОДЛОЖКА соединена и с прослойкой полупроводника Р типа и при данном включении Р полупроводник с N полупроводником СТОКА образует банальный диод, причем при этом варианте включения этот диод получается включенным в ПРЯМОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ, т.е. через него начинает протекать ток.
Разумеется, что у этого диода есть параметр именуемый как ПАДЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ на P-N переходе. В данном случае это напряжение Vsd составляет 1,3 вольта при токе 81 ампер.
Ну а теперь собственно вопрос – почему все таки синхронные выпрямители набирают популярность? Для ответа на этот вопрос нужно ответить на другой вопрос – что произойдет, если подать напряжение на затвор этого транзистора?
Если на ЗАТВОР подать положительное относительно ИСТОКА напряжение он начнет открываться и через зону проводимости начнет протекать ток. Таким образом ток уже будет протекать и через P-N переход и через зону проводимости:
При увеличении напряжения на затворе зона проводимости уже становится довольно большой и ток уже протекает через нее – ток ленив и всегда течет по пути наименьшего сопротивления, ведь в открытом состоянии IRFP4668 имеет типовое сопротивление 0,008 Ом. Эта величина обозначается как Rds (on).
Воспользовавшись законом Ома не трудно посчитать сколько тепла будет выделяться на переходе транзистора:
P = R x I x I = 0,008 х 81 х 81 = 52,5 Вт
Очень важно, чтобы полученное значение не превышало значение указанное в строчке Pd – максимальная мощность, которую может рассеять транзистор. Для IRFP4668 это значение составляет 520 Вт, так что запас для нашего расчета получается глобальный.
Так же не трудно посчитать сколько тепла будет выделяться на переходе диода:
P = U x I = 1,3 х 81 = 105,3 Вт
Фактически разница по теплу в 2 раза.
Для наглядности воспользуемся картинкой из мультисима – последовательно соединим диод с падением 1,28 вольта, резистор с сопротивлением 0,008 Ом и пропустим через них ток в 81 ампер, чтобы выяснить сколько будет выделяться тепла на каждом элементе:
Используя транзистор IRFP4668 в качестве синхронного выпрямителя на кристалле будет выделяться тепла однозначно в 2 раза меньше, чем на диоде, причем на популярном для силовой электроники диоде STTH6003 напряжение падения на переходе составляет от 1,25 до 1,8 вольта. Так что выигрыш по теплу очевиден.
Используя же IRFP4568 имеющий сопротивление в открытом состоянии 0,0048 Ома получаем тепла в 3 раза меньше, чем на традиционном диоде:
Казалось бы на этом можно было бы закончить – транзисторы в синхронных выпрямителях получаются гораздо выгодней по выделению тепла, чем диоды, следовательно можно существенно сэкономить на стоимости радиатора. Но не нужно забывать, что транзистором надо управлять. Для этого используются либо специализированные драйверы, либо контроллеры имеющие специальные выходы для управления синхронными выпрямителями. Ну или какие либо самодельные мастырки.
В любом случае синхронный выпрямитель не панацея и его использование всегда должно быть обосновано – например диод 80CPQ150 имеет падение от 0,97 вольта до 1,09 вольта, стоимость в Ростове 280 рублей, а вот IRFP4668 стоит 394 рубля, IRFP4568 – 374 рубля. С одной стороны разница в 100 рублей, но для диода нужно только больше алюминия, с которым ни чего не случится, а вот для синхронного выпрямителя нужно управление – либо специализированные драйверы, либо трансформаторы гальванической развязки, а это дополнительные детали сильно бьющие по формуле МЕНЬШЕ ДЕТАЛЕЙ – БОЛЬШЕ НАДЕЖНОСТЬ и добавляющие еще рублей 100 к каждому транзистору.
А вот разница по теплу получается не такая уж огромная, если взять типовой IRFP4668 и не очень хороший 80CPQ150:
В сети гуляет несколько схем синхронных выпрямителей, причем используются и как готовые драйверы, так и самосборка, поскольку некоторые экзепляры драйверов для синхронного выпрямителя в свободной продаже на Российском рынке попросту отсутствуют.
Один из примеров самодельного драйвера для синхронного выпрямителя приведен на схеме ниже:
Теперь несколько слов о размере кристалла. Разумеется, что технологии не стоят на месте и размеры кристалла могут уменьшатся, однако уменьшение это имеет не бесконечное значение – все тот же закон Ома ни кто не отменял и через кристалл определенного размера можно пропускать ток определенного значения, иначе будет происходить слишком быстрый нагрев, который вызовет разрушение кристалла температурой. Поэтому как не верти, но молоткометр остается самым быстрым, хоть и не совсем точным измерительным прибором.
После вскрытия труп необходимо тщательно осмотреть Внимание стоит обращать не только на размер кристалла, но и на размер и толщину медного основание к которому на прямую крепится вывод СТОКА. Это дает представление о возможности кристалла отдавать тепло в радиатор, т.е. тепловом сопротивлении.
За транзисторы мне деньги вернули и я решил посмотреть что же внутри этого чуда. Давно я так не смеялся:
Довольно много пришлось перекопать транзисторов, у которых действительно маленькое сопротивление в открытом состоянии и которые будут действительно эффективны в синхронных выпрямителях. В общем получиласть вот такая таблица:
| НАИМЕНОВАНИЕ | НАПРЯЖЕНИЕ СТОК-ИСТОК, V | МАКС-НЫЙ ТОК ИСТОКА, A | СОПР-НИЕ В ОТКРЫТОМ СОС-НИИ, mOhm | ЭНЕРГИЯ ЗАТВОРА, nC | ТИП КОРПУСА |
| IRFB3307 | 75 | 130 | 5,0. 6,3 | 120. 180 | TO-220, TO-262, D 2 Pak |
| IRFB3507 | 75 | 97 | 7,0. 8,8 | 88. 130 | TO-220, TO-262, D 2 Pak |
| IRF7854 | 80 | 10 | 11. 13,4 | 27. 41 | SO-8 |
| IRFB4110 | 100 | 180 | 3,7. 4,5 | 150. 210 | TO-220 |
| IRFB4115 | 150 | 104 | 9,3. 11 | 77. 120 | TO-220 |
| IRFB4310 | 100 | 140 | 5,6. 7,0 | 170. 250 | TO-220, TO-262, D 2 Pak |
| IRFB4410 | 100 | 96 | 8,0. 10 | 120. 180 | TO-220, TO-262, D 2 Pak |
| IRFB4610 | 100 | 73 | 11. 14 | 90. 140 | TO-220, TO-262, D 2 Pak |
| IRF7853 | 100 | 8,3 | 14,4. 18 | 28. 39 | SO-8 |
| IRFB4227 | 200 | 130 | 19,7. 24 | 70. 98 | TO-220 |
| IRFB4127 | 200 | 76 | 17. 20 | 100. 150 | TO-220 |
| IRF3205 | 55 | 110 | 5. 8 | 120. 150 | TO-220 |
| IRF2907 | 75 | 160 | 3. 3,8 | 170. 260 | D 2 Pak 7 PIN |
| IRF2807 | 75 | 75 | 7,5. 9,4 | 71. 110 | TO-220, TO-262, D 2 Pak |
| IRFP90N20 | 200 | 94 | 18. 23 | 180. 270 | TO-247 |
| IRFP4568 | 150 | 170 | 4,8. 5,9 | 150. 230 | TO-247 |
| IRFP4668 | 200 | 130 | 8,0. 9,7 | 161. 241 | TO-247 |
| IRFP4768 | 250 | 93 | 14,5. 17,5 | 180. 270 | TO-247 |
| IRF1607 | 75 | 140 | 5,8. 7,5 | 210. 320 | TO-220 |
| IRF3808 | 75 | 140 | 5,9. 7,0 | 150. 220 | TO-220 |
| IRF3710 | 75 | 140 | 5,9. 7,0 | 150. 220 | TO-220 |
| ТРАНЗИСТОРОВ ГОРАЗДО БОЛЬШЕ, ПОЭТОМУ ТАБЛИЦА БУДЕТ УВЕЛИЧИВАТЬСЯ. | |||||
Маленькая напоминалка для тех, кто сломя голову бросится использовать транзисторы в качестве синхронных выпрямителей:
ВСПОМНИТЕ КАКИЕ НАПРЯЖЕНИЯ ПРИ КАКОМ ВЫПРЯМЛЕНИИ ДОЛЖНЫ ВЫДЕРЖИВАТЬ ДИОДЫ. Это правило относится и к транзисторам в синронном выпрямителе. Особое внимание нужно обратить, если блок питания имеет ШИМ стабилизацию выходного напряжения.
Чтобы уж совсем быть объективным пришлось составить таблицу и с параметрами диодов:
Как выбрать оптимальные полевые транзисторы для синхронных выпрямителей
Применение синхронных выпрямителей – лучший способ снижения потерь во вторичных цепях преобразователей энергии. А полевые транзисторы из линейки OptiMOS™ производства Infineon с напряжением 30…150 В отлично подходят для этой цели.
Постоянное ужесточение требований к удельной мощности и энергосбережению преобразователей электрической энергии требует увеличения эффективности всех ступеней преобразования. Основным видом потерь во вторичных цепях преобразователей с гальванической развязкой являются потери проводимости выпрямительных диодов, которые можно уменьшить, используя синхронное выпрямление (рисунок 1). Замена диодов полевыми транзисторами (MOSFET) приводит к появлению новых задач – оптимизации эффективности системы и предотвращению выбросов перенапряжения.
Принципы синхронного выпрямления
Для правильного выбора транзисторов синхронного выпрямителя необходимо четкое понимание механизма возникновения потерь. В первую очередь необходимо различать потери проводимости (статические потери), зависящие от тока нагрузки, и потери переключения (динамические потери). Потери проводимости напрямую зависят от сопротивления транзисторов в открытом состоянии RDS(on) и падения напряжения на внутренних диодах VSD. Причем увеличение тока нагрузки приводит к увеличению потерь проводимости. Для предотвращения одновременного включения транзисторов синхронного выпрямителя, приводящего к токовым перегрузкам транзисторов, необходимо наличие некоторого времени задержки, при котором один транзистор должен быть гарантированно закрыт перед открытием другого. Именно в этот промежуток времени ток протекает через внутренний диод, и в нем возникают дополнительные потери. Но, поскольку этот период мал (50…100 нс), то в большинстве случаев, когда выходное напряжение значительно больше прямого падения напряжения на внутреннем диоде, данными потерями можно пренебречь.
Рис. 1. Схемы диодного и синхронного выпрямителей
Динамические потери MOSFET также вносят большой вклад в общую картину. Они зависят от частоты коммутации fSW и выходного тока преобразователя IOUT. Для включения транзистора емкость затвора необходимо зарядить до величины Qg, а напряжение на затворе должно достигнуть порога переключения. Для выключения MOSFET емкость «затвор-исток» должна быть разряжена, что означает рассеивание заряда Qg на сопротивлении затвора и внутреннем сопротивлении драйвера. При существующей технологии производства потери управления для транзисторов с малым сопротивлением канала – больше, чем для высокоомных, поскольку увеличение размера кристалла приводит к увеличению заряда затвора Qg.
Другая важная часть динамических потерь связана с наличием выходной емкости Coss и зарядом обратного восстановления Qrr. При выключении транзистора заряд Qrr должен быть рассеян, а выходная емкость Coss заряжена до величины напряжения вторичной обмотки трансформатора VT. В результате этого процесса возникает импульс обратного тока, который протекает через индуктивности коммутируемой цепи, вследствие чего в выходную емкость транзистора передается энергия, приводящая к появлению на стоке транзистора импульса перенапряжения. Этот импульс запускает колебательный процесс в контуре, образованном индуктивностями проводников печатной платы и выходной емкостью транзистора Coss, который демпфируется паразитными сопротивлениями данного контура. Таким образом, энергия выключения зависит от величины емкости Coss MOSFET и, соответственно, от заряда Qoss, накопленного при заряде Coss до напряжения вторичной обмотки трансформатора. Аналогично заряду затвора Qg, заряд выходной емкости Qoss увеличивается с уменьшением сопротивления RDS(on). Таким образом, всегда можно найти баланс между потерями проводимости и потерями на переключение для достижения максимальной эффективности преобразования в целом.
В первом приближении зарядом обратного восстановления Qrr для транзисторов серии OptiMOS™ можно пренебречь, поскольку его вклад в общие потери мощности незначителен. В нашем случае зарядом Qrr считается только заряд восстановления внутреннего диода MOSFET, в то время как величина заряда Qrr, которая указывается в документации, измеряется в соответствии со стандартами JEDEC, и поэтому содержит не только заряд восстановления внутреннего диода, но и некоторые составляющие выходного заряда транзистора. К тому же, при синхронном выпрямлении реальные значения заряда обратного восстановления диода Qrr – меньше значений, указанных в документации. В ней приводятся значения для максимально допустимого тока стока транзистора при условии, что диод находился в проводящем состоянии длительное время, более 500 мкс, и при ограниченной скорости изменения тока di/dt на уровне 100 А/мкс. В реальном устройстве токи транзистора обычно не превышают трети максимально допустимого тока стока, внутренний диод находится в проводящем состоянии 20…100 нс, а скорость изменения тока di/dt достигает 800 А/мкс.
Оптимизация выбора транзисторов синхронного выпрямителя
Оптимальный выбор транзисторов синхронного выпрямителя, направленный на максимальную эффективность, заключается в поиске сбалансированного соотношения потерь проводимости и переключения. При малом токе нагрузки потери проводимости играют второстепенную роль. В этом случае потери переключения, которые приблизительно постоянны во всем диапазоне нагрузок, являются доминирующими. При большом токе нагрузки потери проводимости максимальны и поэтому вносят наибольший вклад в общие потери мощности (рисунок 2).
Рис. 2. Зависимость потерь мощности от выходного тока
При выборе транзисторов особое внимание необходимо уделить выбору сопротивления в проводящем состоянии RDS(on). В качестве примера рассмотрим семейство транзисторов 60 В OptiMOS™, работающих при условиях, приведенных на рисунке 3. На нем видно, что отклонение сопротивления RDS(on) от точки оптимального выбора приводит к увеличению общих потерь пропорционально увеличению RDS(on). В тоже время в приведенном примере уменьшение сопротивления RDS(on) ниже 0,5 мОм приведет к существенному увеличению потерь, обусловленных увеличением выходной емкости. Более того, на рисунке 3 можно увидеть, что диапазон значений RDS(on), при которых значение потерь минимально, достаточно широк. В этом примере общие потери примерно одинаковы в диапазоне 0,75…2,8 мОм, следовательно, для данной ситуации лучше всего подходят транзисторы BSC016N06NS или BSC028N06NS. К тому же, поскольку потери остаются меньше 1 Вт в широком диапазоне (0,55…3,9 мОм), то возможен и выбор BSC039N06NS, хотя данный транзистор лучше использовать в приложениях или с меньшим током нагрузки, или с большей частотой преобразования.
Рис. 3. Зависимость потерь мощности от сопротивления RDS(on)
В любом случае необходимо помнить, что график на рисунке 3 был построен для конкретных условий, и ситуация может существенно поменяться при изменении частоты преобразования (рисунок 4в, г) или тока, протекающего через транзисторы (рисунок 4а, б).
Если взять в качестве примера рисунок 4а, где ток транзистора уменьшен до 5 А, а частота преобразования осталась 175 кГц, потери переключения теперь составляют значительную часть общих потерь и оптимальным является использование транзистора BSC039N06NS. В другом случае частота преобразования уменьшена до 100 кГц при сохранении тока транзистора на уровне 15 А (рисунок 4в). В этом случае оптимальным решением является выбор транзистора BSC016N06NS, при использовании которого обеспечивается минимальный уровень потерь.
Рис. 4. Зависимость потерь мощности от сопротивления RDS(on) при различных значениях частоты преобразования fsw и тока транзистора IMosfet
Еще одной важной проблемой оптимизации синхронных выпрямителей является правильный выбор корпуса транзистора. Действительно, повысить эффективность выпрямителя можно простым путем замены корпуса ТО-220 на SuperSO8. Причиной этого является уменьшение доли сопротивления корпуса в величине RDS(on). Уменьшение сопротивления RDS(on) при сохранении выходной емкости на том же уровне приводит к уменьшению произведения FOMQoss = RDS(on) х Qoss, которое является показателем эффективности технологии MOSFET. Уменьшение FOMQoss приведет к уменьшению потерь переключения и, таким образом, увеличит КПД выпрямителя.
При каком токе необходимо оптимизировать транзисторы?
Чтобы получить высокое значение КПД синхронного выпрямителя во всем диапазоне токов нагрузки необходимо правильно выбрать ток MOSFET, воспользовавшись четырехквадрантными оптимизирующими зависимостями. Оптимизация, выполненная для максимальной нагрузки, даст высокое значение КПД при больших выходных токах. Однако в этом случае при небольшой нагрузке выпрямителя значение КПД резко уменьшится, а количество параллельно соединенных транзисторов окажется недопустимо большим. Поэтому необходимо выбрать такое значение тока транзистора, при котором КПД будет иметь относительно постоянное значение во всем диапазоне токов.
Для иллюстрации этой проблемы на рисунке 5 показаны зависимости КПД синхронного выпрямителя с выходным напряжением Vout = 12 В, напряжением вторичной обмотки трансформатора 24 В, напряжением затвора 10 В и частотой преобразования 200 кГц, рассчитанные для различных вариантов оптимизации. Если обратиться к оптимизирующим зависимостям (о методике их использования будет рассказано далее) для 40 В OptiMos BSC010N04LS (рисунок 8), то при оговоренном выше режиме работы (VT = 24 В, f = 200 кГц) и токе 20 А оптимальным будет применение одного транзистора. В этом случае, в соответствии с рисунком 5, максимум КПД будет располагаться в области небольших токов нагрузки. В случае оптимизации при токе транзистора 40 А оптимальным будет применение двух транзисторов. В этом случае максимум КПД сместится в область больших токов нагрузки. Обычно сбалансированное значение КПД достигается, если оптимизация выполняется при 20…30% от максимальной мощности выпрямителя. Если выпрямитель большую часть времени функционирует при небольших нагрузках – имеет смысл уменьшить ток, при котором выполняется оптимизация, до величины 10…20% от максимального выходного тока. Если же нагрузка такова, что большую часть времени выпрямитель работает при уровне мощности более половины от максимального, оптимизацию необходимо выполнять для тока значением до 60% от максимального выходного тока. Оптимизации для 100% нагрузки следует избегать, поскольку в этом случае с уменьшением нагрузки КПД выпрямителя существенно уменьшается, а количество параллельно соединенных транзисторов значительно возрастает.
Рис. 5. Зависимость КПД от тока нагрузки при различных значениях тока оптимизации
Выбор полевых транзисторов по четырехквадрантным оптимизирующим зависимостям для синхронного выпрямления
Для выбора транзисторов предлагаются оптимизирующие зависимости, которые позволяют легко отыскать наиболее подходящий полевой транзистор для синхронного выпрямителя с использованием всего трех параметров: напряжения вторичной обмотки трансформатора, частоты преобразования и среднего значения тока транзистора. Пример выбора транзистора показан на рисунке 6.
Рис. 6. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям
На первом этапе необходимо выбрать один из транзисторов, присутствующих на графиках. Из точки на оси Х, которая соответствует напряжению вторичной обмотки трансформатора, проводят вертикальную линию вниз до пересечения с линией, соответствующей выбранному транзистору. Из этой точки проводят горизонтальную линию влево до точки пересечения с линией, соответствующей частоте преобразования. После этого проводят вертикальную линию вверх до пересечения с линией, соответствующей выбранному току транзистора. Далее из этой точки проводят горизонтальную линию вправо до пересечения с вертикальной линией, соответствующей выбранному транзистору, по которой можно определить оптимальное число параллельно соединенных транзисторов.
Хорошим соотношением будет уровень тока в 20…30% от полной нагрузки. Оптимальным значением RDS(on) для данного случая будет точка пересечения с положительной частью оси Y. Данную процедуру можно выполнить для разных моделей транзисторов. Наименьшие потери, а следовательно, и максимальное значение КПД выпрямителя будут при использовании тех транзисторов, для которых эквивалентное сопротивление RDS(on) будет наименьшим.
Данная методика рассчитана на работу транзисторов выпрямителя в режиме оптимального переключения. В любом другом случае, например, в случае динамического включения или лавинного пробоя, приведенные зависимости будут неточными. Наилучшие результаты были получены для топологий с жесткой коммутацией. Использование данной методики для резонансных схем с режимами мягкой коммутации приведет к большим расхождениям, поскольку в данном случае динамические потери будут ниже нуля. В этом случае оптимальное значение сопротивления RDS(on) будет меньше расчетного. Обратите внимание на то, что даже при работе первичной стороны в квазирезонансном режиме, например, при использовании мостового инвертора Phase Shift ZVS, синхронный выпрямитель может работать в режиме жесткого переключения и может быть оптимизирован с использованием приведенных зависимостей.
Все оптимизирующие зависимости, приведенные в данной статье (рисунки 7…14), были построены для идеализированных полевых транзисторов. На практике результаты расчетов по идеализированным зависимостям могут отличаться от реального значения потерь. Поэтому полученные результаты необходимо рассматривать не более чем как индикатор наилучшего возможного случая или предупреждение о выборе недостаточного или избыточного количества транзисторов. Если оптимальное количество параллельно соединенных транзисторов, полученное по графикам, находится между двумя значениями, следует помнить, что выбор меньшего количества транзисторов увеличит КПД выпрямителя при меньших токах нагрузки, а большего – при больших. Кроме того, необходимо учитывать наличие снабберных цепей, включенных параллельно транзисторам, которые также могут влиять на выбор транзисторов.
Оптимизация во всем диапазоне токов нагрузки не может быть выполнена с помощью расчета при одном значении выходного тока. Для этого необходимо выполнить несколько тестовых расчетов при различных токах нагрузки, и, анализируя полученные результаты, осуществить выбор модели и количества транзисторов в соответствии с требованиями, предъявляемыми к выпрямителю.
Рис. 7. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 30 В
Рис. 8. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 40 В